专利摘要
专利摘要
本发明提供了用于数字处理音频信号的方法和系统。特别地，本发明提供了一种headliner扬声器系统，其被配置成数字地处理音频信号以便能够再现录音室音质的声音。
权利要求
1、一种处理信号的方法，包括：
第一次调节所述信号的增益；
利用第一低倾斜滤波器对经调节的所述信号进行滤波；
利用第一压缩器压缩经滤波的所述信号；
利用图形均衡器处理所述信号；
利用第二压缩器压缩经处理的所述信号；
第二次调节经压缩的所述信号的增益；和
输出所述信号。
2、如权利要求1所述的方法，还包括：
在利用所述第一压缩器压缩经滤波的所述信号之前，利用第一高倾斜滤波器对从所述第一低倾斜滤波器接收的所述信号进行滤波；
在利用所述图形均衡器处理所述信号之前，利用第二低倾斜滤波器对所述信号进行滤波；和
在利用所述第二低倾斜滤波器对所述信号进行滤波之后，利用第二高倾斜滤波器对所述信号进行滤波。
3、如权利要求1所述的方法，其中所述信号是音频信号。
4、如权利要求1所述的方法，其中利用第一增益放大器来完成对于接收到的所述信号的第一次增益调节，以及利用第二增益放大器来完成对于所述信号的第二次增益调节。
5、如权利要求1所述的方法，其中所述第一低倾斜滤波器具有1000Hz的截止频率。
6、如权利要求2所述的方法，其中所述第一高倾斜滤波器具有1000Hz的截止频率。
7、如权利要求1所述的方法，其中所述图形均衡器包括十一个级联的二阶滤波器。
8、如权利要求7所述的方法，其中每个所述二阶滤波器都是钟形滤波器。
9、如权利要求8所述的方法，其中所述十一个滤波器中的第一个滤波器具有30Hz的中心频率，而所述十一个滤波器中的第十一个滤波器具有16000Hz的中心频率。
10、如权利要求9所述的方法，其中第二到第十个滤波器的中心相互间隔大约一个倍频程。
11、如权利要求2所述的方法，其中所述第二低倾斜滤波器是幅度互补的低倾斜滤波器。
12、一种扬声器系统，包括：
第一增益放大器，其被配置成放大信号；
第一低倾斜滤波器，其被配置成对经放大的所述信号进行滤波；
第一压缩器，其被配置成压缩经滤波的所述信号；
图形均衡器，其被配置成处理经滤波的所述信号；
第二压缩器，其被配置成利用第二压缩器压缩经处理的所述信号；和
第二增益放大器，其被配置成对经压缩的所述信号的增益进行放大并且对输出信号进行输出。
13、如权利要求12所述的扬声器系统，还包括：
第一高倾斜滤波器，其被配置成在利用所述第一压缩器压缩经滤波的所述信号之前，对从所述第一低倾斜滤波器接收的所述信号进行滤波；
第二低倾斜滤波器，其被配置成在利用所述图形均衡器处理接收到的所述信号之前，对所接收到的信号进行滤波；和
第二高倾斜滤波器，其被配置成在利用所述第二低倾斜滤波器对接收到的信号进行滤波之后，对所接收到的信号进行滤波。
14、如权利要求12所述的扬声器系统，其中所述信号是音频信号。
15、如权利要求12所述的扬声器系统，其中所述第一低倾斜滤波器具有1000Hz的截止频率。
16、如权利要求12所述的扬声器系统，其中所述第一高倾斜滤波器具有1000Hz的截止频率。
17、如权利要求12所述的扬声器系统，其中所述图形均衡器包括十一个级联的二阶滤波器。
18、如权利要求17所述的扬声器系统，其中每个二阶滤波器都是钟形滤波器。
19、如权利要求18所述的扬声器系统，其中所述十一个滤波器中的第一个滤波器具有30Hz的中心频率，而所述十一个滤波器中的第十一个滤波器具有16000Hz的中心频率。
20、如权利要求19所述的扬声器系统，其中第二到第十个滤波器的中心相互间隔大约一个倍频程。
21、如权利要求13所述的扬声器系统，其中所述第二低倾斜滤波器是幅度互补的低倾斜滤波器。
22、一种用于处理音频信号的方法，包括：
第一次调节所述音频信号的增益；
利用第一低倾斜滤波器处理所述音频信号；
利用第一高倾斜滤波器处理所述音频信号；
利用第一压缩器处理所述音频信号；
利用第二低倾斜滤波器处理所述音频信号；
利用第二高倾斜滤波器处理所述音频信号；
利用图形均衡器处理所述音频信号；
利用第二压缩器处理所述音频信号；
第二次调节所述音频信号的增益；和
输出所述音频信号。
23、如权利要求22所述的方法，其中所述第一低倾斜滤波器具有1000Hz的截止频率。
24、如权利要求22所述的方法，其中所述第一高倾斜滤波器具有1000Hz的截止频率。
25、如权利要求22所述的方法，其中所述图形均衡器包括十一个级联的二阶钟形滤波器。
说明书
技术领域技术领域
本发明提供了用于数字处理音频信号的方法和系统。特别地，一些实施例涉及数字处理音频信号以便在音频设备的整个频谱中重现录音室音质声音(studio-quality sound)。
技术背景背景技术
录音室音质声音的准确含义是完全再现录音室录音过程中所使用的整个音频范围，这在过去只能是在音频录音工作室里准确实现。录音室音质声音的特点在于其清晰度和亮度水平，这只能在有效控制和再现中高频范围的情况下获得。虽然只有有经验的录音师才能完全掌握录音室音质声音的技术要领，但是一般听众能够很容易地听出来录音室音质声音所产生的差别。
虽然已经做了许多尝试以在录音工作室之外再现录音室音质声音，但是这些尝试都需要高额的费用(通常是由于高级的扬声器设计、昂贵的硬件和增加的功率放大而导致)而仅能获得混合效果(mixed results)。因此，需要一种能够以低成本在录音室之外再现具有稳定、高质量的录音室音质声音的方法。进一步地，需要实现这种方法的音频设备，以及实现这种方法的、可以嵌入在音频设备中的计算机芯片。还需要通过廉价的扬声器来产生录音室音质声音的能力。
另外，车载音频系统的设计要考虑许多不同的因素。音频系统设计者选择车辆中的扬声器位置和数量。还必须确定每个扬声器的预期频率响应。例如，位于仪表盘上的扬声器的预期频率响应可能与位于后门板底部的扬声器的预期频率响应不同。
音频系统设计者还必须考虑配置变化如何影响音频系统。例如，活顶小客车(convertible)中的音频系统的音质可能不如固顶的相同型号车辆中的相同音频系统。车辆的音频系统选项也是很重要的。车辆的一个音频选项可以包括每通道40瓦放大的基本的4扬声器系统，而另一种音频选项可以包括每通道200瓦放大的12扬声器系统。音频系统设计者在设计车辆的音频系统时必须考虑所有这些情况。由于这些原因，音频系统的设计是耗时和昂贵的。音频系统设计者还必须具有相对宽泛的信号处理和均衡的背景知识。
基于这些考虑，在过去，为了在车辆中获得更接近录音室音质的声音，需要相当大的资金投入，包括对原厂安装的扬声器进行昂贵的升级。因此，需要一种能够在车辆中再现录音室音质声音而无需如此昂贵费用的系统。
发明内容发明内容
针对上述需求，本发明提供了一种能够在音频设备整个频谱中再现录音室音质声音的数字处理音频信号的方法。本发明还提供了一种能够以这种方式数字处理音频信号的计算机芯片，以及包含这种芯片的音频设备。
针对上述需求，本发明还能够使用廉价扬声器来再现录音室音质声音。此外，针对上述需求，本发明提供了一种通过数字处理音频信号而使用车载扬声器系统再现录音室音质声音的、可用于车辆中的移动音频系统。实际上，根据本发明，即使是车辆原厂安装的扬声器也可用于获得录音室音质声音。
在一个实施例中，本发明提供了一种方法，包括步骤：输入音频信号，第一次调节该音频信号的增益，利用第一低倾斜滤波器(low shelf filter)处理该信号，利用第一高倾斜滤波器(high shelf filter)处理该信号，利用第一压缩器(compressor)处理该信号，利用第二低倾斜滤波器处理该信号，利用第二高倾斜滤波器处理该信号，利用图形均衡器处理该信号，利用第二压缩器处理该信号，以及第二次调节该音频信号的增益。在这个实施例中，处理该音频信号以产生录音室音质声音。另外，这个实施例补偿了音频源或节目素材之间存在的任何固有的音量差异，并且产生了恒定输出水平的圆润、饱满的声音。
这一实施例还能够在高噪声环境中(例如移动的汽车)再现录音室音质声音。本发明的一些实施例能够在任何环境中再现录音室音质声音。这包括进行了很好的声学设计的环境，例如但不限于是音乐厅。这还包括声学设计很差的环境，例如但不限于传统的起居室、车辆内部等等。另外，本发明的一些实施例能够再现录音室音质声音，而不论本发明所使用的电子设备和扬声器的质量如何。因此，本发明可用于通过顶级和最低级以及它们之间的各个级别的各种电子设备和扬声器来再现录音室音质声音。
在一些实施例中，这个实施例可用于在高噪声环境中播放音乐、电影或进行视频游戏，例如但不限于在汽车、飞机、轮船、俱乐部、剧院、游乐园或购物中心里。此外，在一些实施例中，本发明试图通过处理在人耳和音频传感器的有效范围之外的音频信号来改善声音效果，该有效范围是在大约600Hz和大约1000Hz之间。通过处理这个范围之外的音频，可以获得更饱满和更宽范围的效果。
在一些实施例中，可以在压缩前减弱该音频信号的低音部，在压缩后增强该低音部，从而保证提供给扬声器的声音的频谱低音调丰富，而不存在常规压缩中出现的消音效果。此外，在一些实施例中，由于压缩减小了该音频信号的动态范围，所得到的输出会具有一个受限的音量范围。例如，本发明可以在一个80dB底噪和110dB声阈(sound threshold)的高噪声环境中提供舒适的录音室音质声音。
在一些实施例中，上述方法可以与其他的数字信号处理方法组合，所述其他的数字信号处理方法在上述方法之前、之后或在上述方法的中间间歇执行。
在另一特定实施例中，本发明提供了一种可以执行上述方法的计算机芯片。在一个实施例中，该计算机芯片可以是一种数字信号处理器或DSP。在其他实施例中，该计算机芯片可以是任何能够执行上述方法的处理器，例如但不限于，计算机，计算机软件，电路，被编程以执行这些步骤的电子芯片，或者执行上述方法的任何其他装置。
在另一实施例中，本发明提供了一种包括这种计算机芯片的音频设备。该音频设备可以包括，例如但不限于：收音机，CD播放机，磁带放音机，MP3播放机，蜂窝电话，电视机，计算机，公共广播系统，游戏站例如(位于日本东京的索尼公司出品的)Playstation 3、(位于美国华盛州雷蒙德的微软公司出品的)X-Box 360、或者(位于日本东京的任天堂公司出品的)NintendoWii，家庭影院系统，DVD播放机，录像带播放机，或者蓝光(Blu-Ray)播放机。
在这种实施例中，本发明的芯片可以在该音频信号经过源选择器之后和到达音量控制之前接收到该信号。特别地，在一些实施例中，本发明的被设置在音频设备中的芯片处理来自一个或多个源的音频信号，所述源包括但不限于收音机、CD播放机、磁带播放机、DVD播放机等。本发明的芯片的输出可以驱动其他信号处理模块或扬声器，在这种情况下通常会进行信号放大。
特别地，在一个实施例中，本发明提供了一种包含这种计算机芯片的移动音频设备。这种移动音频设备可以被设置在汽车中，并且可以包括但不限于，收音机，CD播放机，磁带播放机，MP3播放机，DVD播放机，或者录像带播放机等。
在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以针对所要使用其的每个车辆而进行特别调整以获得最优性能，以及考虑每个车辆中的独特的声学特性例如扬声器位置、乘客舱设计和背景噪声。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以提供对于所有4个独立控制通道的精准调音。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以传送大约200瓦的功率。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以使用车辆已有的(有时是原厂安装的)扬声器系统来产生录音室音质声音。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以包括USB端口以播放标准数字格式的歌曲。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以包括用于卫星无线电的适配器。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以包括用于已有的数字音频回放设备例如但不限于MP3播放机的适配器。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以包括远程控制。并且在这个实施例中，本发明的移动音频设备可以包括可拆卸的面板。
通过以下详细说明并结合附图，将会清楚本发明的其他特征和方面，其中以示例方式示出了根据本发明实施例的特征。本概述并不是要限制本发明的范围，本发明的范围仅应由所附的权利要求限定。
附图说明附图说明
下面参照附图来具体说明根据一个或多个实施例的本发明。本附图仅仅用于示例性目的，仅示出了本发明的典型或示例性实施例。这些附图被提供以便于读者理解本发明，而不应被认为是对本发明的宽度、范围或应用的限制。应当注意，为了清楚和便于说明，这些附图不一定是按比例绘示的。
图1示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例的框图。
图2示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的低倾斜滤波器的效应。
图3示出了怎样使用高通和低通滤波器来形成低倾斜滤波器。
图4示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的高倾斜滤波器的效应。
图5示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的钟形滤波器的频率响应。
图6示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的图形均衡器的一个实施例的框图。
图7示出了表示如何使用Mitra-Regalia实现来构成滤波器的框图。
图8示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的幅度互补低倾斜滤波器的效应。
图9示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的幅度互补低倾斜滤波器的一种实施方式的框图。
图10示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的压缩器的静态传递特性(输出和输入电平之间的关系)。
图11示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的二阶传递函数的直接1型实现的框图。
图12示出了本发明的数字信号处理方法的一个实施例中所使用的二阶传递函数的直接1型实现的框图。
该附图并不是穷举的或者要将本发明限制到所公开的精确形式。应当理解，本发明可以以修改和替换形式实现，并且本发明仅仅由权利要求及其等效形式限定。
具体实施方式具体实施方式
应当理解，本发明不限于这里所述的特定方法、组合、材料、制造技术、用途和应用，因为这些可以改变。还应当理解，这里所使用的术语仅是用于说明特定实施例的目的，并不是要限制本发明的范围。必须注意，如这里和所附实施例中所使用的，单数形式“一个”和“该”包含复数含义，除非上下文另有明确说明。因此，例如“一个音频设备”的描述是指一个或多个音频设备，包括本领域技术人员所知的等效形式。类似地，另一个例子是，“一个步骤”或“一个装置”的描述是指一个或多个步骤或装置，可以包括子步骤和辅助装置。所使用的所有关联词都应当理解为可能的最广泛含义。因此，单词“或”应当理解为具有逻辑“或”的含义，而不是逻辑“异或(exclusive or)”，除非上下文另有明确说明。可以被构造表示近似含义的语言都应当这样理解，除非上下文另有明确说明。
除非另有定义，否则，这里所使用的所有技术和科学术语都具有与本发明所属领域技术的一般技术人员所公知的含义相同的含义。优选的方法、技术、设备和材料被描述，但是在实践中或者本发明的测试中也可以使用任何与这里所述相似或等效的方法、技术、设备或材料。这里所述的结构也应当理解为是指这些结构的功能性等效形式。
1.0概述
首先，了解一些线性时不变系统的背景知识是有帮助的。以下差分方程描述了输入为x[k]、输出为y[k]的N阶线性时不变(LTI)离散时间滤波器：
其中选择系数{b0，b1，…，bN，a1，a2，…，aN}以使得该滤波器具有预期的特性(其中术语“预期的”可以是指时域性能或频域性能)。
可以用脉冲函数δ[k]来激励上述差分方程，其值由下式给出：
当该信号δ[k]被应用到由上述差分方程所描述的系统中时，其结果被称为冲击响应h[k]。这是一个系统理论上公知的结果，冲击响应h[k]单独完全表征了LTI离散时间系统对于任何输入信号的性能。也就是说，如果已知h[k]，就能够通过被称为卷积的操作来获得对于输入信号x[k]的输出y[k]。严格说来，给定h[k]和x[k]，就能够计算出响应y[k]：
关于Z变换的一些背景知识也是有帮助的。时域与频域之间的关系由被称为Z变换的公式给出。由冲击响应h[k]描述的系统的Z变换可以定义为函数H(z)，其中
z是具有实部和虚部的复变量。如果该复变量被约束到该复平面中的单位圆上(即由关系式[z]＝1描述的区域)，其结果就是可以表示为极坐标形式(radial form)的复变量：
z＝ejθ.where0≤θ＜2πand j＝v-1
关于离散时间傅里叶变换的一些背景知识也是有益处的。利用极坐标形式描述的z，将该z变换约束到单位圆上被称为是离散时间傅里叶变换(DTFT)，由下式给出：
特别要关注的是，当被一个给定频率的正弦曲线激励时，该系统会如何反应。从LTI系统理论得到的最重要的结果之一就是，正弦曲线是这种系统的特征函数。这意味着，LTI系统对于正弦曲线sin(θ0k)的稳态响应还是一个相同频率θ0的正弦曲线，仅仅是其振幅和相位与该输入不同。事实上，当被输入x[k]＝sin(θ0k)驱动时，该LTI系统的稳态输出yss[k]为：
yss[k]＝Asin(θ0k+φ0)
其中
以及
最后，还需要一些关于频率响应的背景知识。上述方程是重要的，因为它说明了当LTI系统被正弦曲线驱动时，其稳态响应是相同频率的正弦曲线，定量为DTFT在该频率的幅度，并且在时间上偏移DTFT在该频率的相位。为了本发明的目的，要考虑的是该稳态响应的振幅，以及当LTI系统被正弦曲线驱动时该DTFT提供给我们输出对输入的相对大小。因为众所周知任何输入信号都可以表示为正弦曲线的线性组合(傅里叶分解定理)，所以DTFT能够对任意输入信号给出响应。DTFT定性地表示出了该系统如何响应于一个输入频率范围，DTFT的幅度图给出了关于在该系统输出中将出现多少给定频率的信号的一个有意义的测量。为此，DTFT通常被称为该系统的频率响应。
2.0数字信号处理
图1示出了根据本发明一个实施例的方法100的数字信号处理流程示例。现在参照图1，方法100包括以下步骤：输入增益调节101，第一低倾斜滤波器102，第一高倾斜滤波器103，第一压缩器104，第二低倾斜滤波器105，第二高倾斜滤波器106，图形均衡器107，第二压缩器108，和输出增益调节109。
在一个实施例中，数字信号处理方法100将输入音频信号110作为输入，执行步骤101-109，提供输出音频信号111作为输出。在一个实施例中，数字信号处理方法100是可以在计算机芯片上运行的，例如但不限于数字信号处理器或DSP。在一个实施例中，这种芯片可以是更大的音频设备的一部分，该音频设备例如但不限于，收音机，MP3播放机，游戏站，蜂窝电话，电视机，计算机，或公共广播系统。在这种实施例中，可以在该音频信号从音频设备输出之前对该信号执行数字信号处理方法100。在这种实施例中，可以在该音频信号经过源选择器之后但经过音量控制之前，对该信号执行数字信号处理方法100。
在一个实施例中，以数字顺序完成步骤101-109，但是它们也可以以任何其他顺序完成。在一个实施例中，可以排他地执行步骤101-109，但是在其他实施例中，也可以执行其他步骤。在一个实施例中，可以执行步骤101-109中的每一个，但是在其他实施例中，也可以省略掉一个或多个步骤。
在一个实施例中，输入增益调节101提供预期量的增益，从而能够使得输入音频信号110达到一个电平，以防止在数字信号处理方法100随后的内部点出现数字溢出。
在一个实施例中，每个低倾斜滤波器102、105是对于被称为拐角频率的特定频率以上的所有频率具有0dB额定增益的滤波器。对于该拐角频率以下的频率，该低倾斜滤波器相应具有±G dB的增益，这取决于该低倾斜滤波器是处于增加(boost)模式还是衰减模式(cut mode)。这在图2中示出。
图2示出了由本发明的一个实施例实现的低倾斜滤波器的效应。现在参照图2，低倾斜滤波器的目的是保持该拐角频率以上的所有频率不变，而使该拐角频率以下的所有频率增加或衰减一个固定量G dB。还要注意的是，0dB点略高于预期的1000Hz。标准的是将低倾斜滤波器的响应设定为，减少模式下在拐角频率为-3dB，而在增加模式下将低倾斜滤波器的响应设定为使其在拐角频率为G-3dB，即比最大增加值少3dB。实际上，所有书本上用于构造倾斜滤波器的公式都会导致这种响应。这就导致了某种程度的不对称，其中对于几乎所有的增加或衰减值G，该衰减和增加低倾斜滤波器都不是相互的镜像。这是本发明需要解决的问题，需要一种创新的滤波器实现方法。
暂时先不考虑该不对称，用于构造低倾斜滤波器的标准方法是采用高通和低通滤波器的加权和。例如，考虑在衰减模式下具有-G dB增加和1000Hz拐角频率的低倾斜滤波器的情况。图3示出了具有1000截止频率的高通滤波器和具有1000截止频率的低通滤波器，定标为-G dB。这两个滤波器串联的组合效应看起来很像图2中的低倾斜滤波器。在实践中，从零增加或衰减过渡到G dB的增加或衰减的陡度是有限制的。图3示出了这种限制，在所示1000Hz的拐角频率不能达到预期的G dB增加或衰减，直到1000Hz以下的特定频率才能达到。应当注意的是，本发明中的所有倾斜滤波器都是一阶倾斜滤波器，这意味着它们通常都能用一阶有理变换函数表示为：
在一些实施例中，每个高倾斜滤波器103、106仅仅是低倾斜滤波器的镜像。也就是说，拐角频率以下的所有频率都保持不变，而对于拐角频率以上的频率则增加或衰减G dB。关于陡度和不对称的相同警告(caveat)也适用于该高倾斜滤波器。图4示出了本发明的一个实施例所实现的高倾斜滤波器的效应。现在参照图4，其示出了一个1000Hz的高倾斜滤波器。
图5示出了根据本发明的一个实施例的方法100实现的钟形(bell)滤波器的频率响应示例。如图5所示，每个二阶滤波器在一个固定的中心频率获得钟形增加或衰减，F1(z)的中心在30Hz，F11(z)的中心在16000Hz，它们之间的其他滤波器的中心具有大约1个倍频程(octave)的间隔。参照图5，显示了中心在1000Hz的钟形滤波器。该滤波器对于中心频率1000Hz以上和以下的频率具有0dB的额定增加，在1000Hz的频率具有-G dB的增加，在1000Hz周围的区域具有钟形响应。
该滤波器的形状的特征在于单个参数：质量因子Q。该质量因子被定义为该滤波器中心频率与其3dB带宽的比率，其中该3dB带宽在图中显示为：该滤波器响应交叉-3dB点的两个频率之间的Hz差。
图6示出了根据本发明一个实施例的图形均衡器模块600的示例。现在参照图6，图形均衡器600包括十一个二阶滤波器F1(z)，F2(z)，…，F11(z)的级联组。在一个实施例中，图形均衡器107(如图1所示)被实现为图形均衡器600。
本发明中的十一个二阶滤波器中的每个可以根据类似下式的公式计算：
使用这个方程会产生一个问题：上述五个系数{b0，b1，b2，a1，a2}中的每个直接依赖于质量因子Q和增益G。这意味着，对于可调的也就是具有变量Q和G的滤波器，必须实时重新计算全部5个系数。这将会成为问题，因为这些计算很容易消耗用以执行图形均衡器107的存储器，从而导致出现过多延迟或错误的问题，这是不能接受的。这个问题可以通过使用Mitra-Regalia实现来避免。
数字信号处理(DSP)理论的一个非常重要的结论被用于实现数字信号处理方法100所用的滤波器。该结论是，多种滤波器(特别是用于数字信号处理方法100的滤波器)都可以分解成一个全通滤波器和一个来自输入的前馈支路的加权和。该结论的重要性将会清楚。暂时假定二阶传递函数H(z)被实现以描述中心在fc、具有质量因子Q和采样频率Fs的钟形滤波器：
辅助参数k1、k2可以定义为：
k2＝-cos(2πfc/Fs)
传递函数A(z)可以定义为：
A(z)可以被证实为全通滤波器。这意味着，A(z)的振幅对于所有频率是恒定的，仅其相位作根据频率而发生变化。A(z)可以用作每个钟形滤波器的构建模块。以下的非常重要的结论可以显示为：
这就是Mitra-Regalia实现的关键。可以实现具有可调增益的钟形滤波器以通过非常清楚的方式来显示包含该增益G。这在图7中显示，其中示出了根据本发明一个实施例使用Mitra-Regalia实现来构造的滤波器示例。
以这种不直观的方式分解该滤波器有一个非常好的理由。参照上述方程，注意到每当G发生变化时(即每当图形EQ“滑片”中的一个被移动时)，都需要重新计算系数a和b中的每一个。虽然没有示出需要对系数a和b所执行的计算，但它们是非常复杂和耗时的，实时重新计算它们是完全不现实的。然而，在典型的图形EQ中，增益G和质量因子Q保持恒定，仅仅G允许改变。这就是使得上述方程这样重要的原因。从上述方程可以看出，A(z)完全不依赖于增益G，如果Q和中心频率fc保持固定(如在图形EQ滤波器中那样)，那么k1和k2也保持固定，而不论G如何。因此，这些变量只需要被计算一次！计算该增益变量是通过实时改变如下两个简单量来完成的：
和
这些是非常简单的计算，仅需要两个CPU周期(cycles)。这样就只剩下如何实现全通传递函数A(z)的问题，这是个比较微小的过程。因此，整个图形均衡器组包括十一个级联的钟形滤波器，其中每个都通过其自己的Mitra-Regalia实现来实施：
. .
. .
. .
从该方程可以看出，整个图形均衡器组依赖于总共22个固定系数，它们只需要计算一次并存储在存储器中。该图形均衡器的“调节”是通过调整参数G1，G2，…，G11来完成的。下面再来参照图6来看其示意形式。在实施数字信号处理方法100中使用的各个滤波器时，将会反复使用Mitra-Regalia实现。Mitra-Regalia实现还可以用于实施倾斜滤波器，其实施更简单，因为倾斜滤波器是使用一阶滤波器。最终结果是使得倾斜滤波器由单个全通参数k和增益G表征。与钟形滤波器一样，倾斜滤波器具有固定的拐角频率(实际上，它们都是以1kHz作为其拐角频率)，并且带宽也是固定的。总的来说，四个倾斜滤波器可以简单地完整描述为：
如上所述，在常规的倾斜滤波器的响应中，当该滤波器处于增加状态对比处于衰减状态时存在不对称。如上所述，这是因为该设计技术在增加时与衰减时对于3dB点有不同的定义。数字信号处理方法100依赖于滤波器H1(z)与H3(z)互为镜像以及滤波器H2(z)与H4(z)互为镜像。这就导致了对于增加倾斜滤波器要使用特定的滤波器结构，该特定的滤波器结构对于H1、H3和H2、H4会产生良好的幅度抵消(magnitude cancellation)，如图8所示。这种频率响应被称为幅度互补。这种结构式本发明所特有的。一般地，对于任意滤波器H(z)，得到一个具有互补幅度响应的滤波器是一个简单的数学过程。滤波器H-1(z)当然符合要求，但是可能不是稳定的或者可实现的z函数，在这种情况下，该方案仅仅是个数学概念而在实践中是没用的。这是常规的倾斜滤波器的情况。上述方程示出了如何从一个全通滤波器构造一个钟形滤波器。这些方程在最初都是利用一个一阶全通滤波器A(z)来构造倾斜滤波器，其中
α被选择成：
其中fc是期望的拐角频率，Fs是采样频率。应用上述方程并重新整理各项，可以表示为：
这是低倾斜滤波器的方程。(可以通过把(1-G)改为(G-1)来获得高倾斜滤波器)。取H(z)的倒数就得到下式：
该方程是有问题的，因为它包含一个零延迟回路，也就是说它不能通过常规的静态变量方法来实现。幸运的是，根据系统理论的一些最新结果，显示出了如何实现具有零延迟回路的有理函数。Fontana和Karjalainen示出了每个步骤都可以在时间上“划分”成两个“子步骤”。
图9示出了根据本发明一个实施例的幅度互补低倾斜滤波器示例。参照图9，在第一子步骤(标为“子采样1”)期间，反馈滤波器A(z)具有零输入并且计算其输出10[k]。在该同一子采样期间，使用10[k]计算输出y[k]，这可以根据上一个方程计算如下：
从图9中可以看出，这两个计算对应于开关在“子采样1”位置时的情况。接着，该开关被切换到“子采样2”位置，剩余的工作就是更新滤波器A(z)的内部状态。这种非常规的滤波器结构产生了良好的幅度互补11。这可以通过下面的方式用于本发明：当数字信号处理方法100的倾斜滤波器处于“衰减”模式时，可以使用以下方程：
然而，当数字信号处理方法100的倾斜滤波器处于“增加”模式时，可以使用与“衰减”模式中所用的G的相同值来执行以下方程：
这就得到了互为完美镜像的倾斜滤波器，按照图8，这是数字信号处理方法100所需要的。(注意：可以通过改变(1-G)/2项的符号来改变方程16以得到高倾斜滤波器)。图8示出了通过本发明一个实施例实现的幅度互补低倾斜滤波器的效应。
每个压缩器104、108是动态范围压缩器，被设计成通过减少信号峰值电平与平均电平之间的比率来调节该信号的动态范围。压缩器由四个量表征：上升时间(attack time)Tatt，释放时间Trel，阈值KT，以及比率r。简而言之，通过一个算法来追踪信号的包络，该算法给出了该信号电平的粗略“轮廓”。一旦该电平超过阈值KT，经过一个等于Tatt的周期，对于超过KT的每个dB，该压缩器就会将该信号的电平降低比率r dB。一旦该信号的包络低于KT达到一个等于释放时间Trel的时间段，该压缩器就停止降低该电平。图10示出了根据本发明一个实施例实现的压缩器的静态传输特性(输出和输入电平之间的关系)。
密切监视该静态传输特性是有益的。假定该信号在时刻k的电平L[k]已经以某种方式计算得到。为了有益的目的，将考虑单个静态电平L。如果L低于压缩器的触发阈值KT，则该压缩器什么都不做，使得该信号保持不变。然而如果L大于KT，则对于使得电平L超过KT的每个dB，该压缩器将该输入信号衰减r dB。
考虑L大于KT的时刻是有益的，也就是20log10(L)＞20log10(KT)。在这种情况下，多余增益，即该电平超过阈值的dB量，是gexcess＝20log10(L)-20log10(KT)。由于压缩器对于多余增益的每个dB将该输入衰减r dB，所以该增益减少gR可以表示为：
由此，随后通过该压缩器的输出，给出y为20log10(y)＝gR*20log10(x)，从而满足了预期的输出-输入关系。将该方程变为与对数域相对的线性域，变成下式：
其等价于：
该压缩器算法的最重要部分是确定该信号电平的一个有意义的估计。这是通过一个相当简单的方式实现的：保留该信号的绝对值的动态“积分(integration)”，其中通过预期的上升时间确定对电平进行积分的比率。当该信号的瞬时电平降到当前积分电平以下时，使得该积分电平以由释放时间确定的比率降低。给定上升时间Tatt和释放时间Trel，用于保持追踪该电平的方程L[k]由下式给出：
数字信号处理系统和方法专利购买费用说明
Q：办理专利转让的流程及所需资料
A：专利权人变更需要办理著录项目变更手续，有代理机构的，变更手续应当由代理机构办理。
1：专利变更应当使用专利局统一制作的“著录项目变更申报书”提出。
2：按规定缴纳著录项目变更手续费。
3：同时提交相关证明文件原件。
4：专利权转移的，变更后的专利权人委托新专利代理机构的，应当提交变更后的全体专利申请人签字或者盖章的委托书。
Q:专利著录项目变更费用如何缴交
A：（1）直接到国家知识产权局受理大厅收费窗口缴纳,（2）通过代办处缴纳，（3）通过邮局或者银行汇款,更多缴纳方式
Q：专利转让变更，多久能出结果
A：著录项目变更请求书递交后，一般1-2个月左右就会收到通知，国家知识产权局会下达《转让手续合格通知书》。
动态评分
0.0