专利摘要

本发明公开了两通道正交镜像滤波器组的多相结构及其系数设计方法。目前已知的两通道QFMB设计方法大多都是对原型滤波器系数的优化设计，在降低QMFB结构的硬件实施复杂度上并未有太多关注。本发明两通道正交镜像滤波器组的多相结构，包括H0,M(z)模块、q个模块、模块连接部分、1个总输入端口Input、总输出端口Output0和总输出端口Output1。本发明提供的两通道QMFB分析滤波器组部分的多相结构，将传统的QMFB原型滤波器系数变换为外插脉冲响应滤波器的形式，并采用LU分解，使得系数中有更多的0和1，节省了乘法器和加法器资源。

权利要求

1.两通道正交镜像滤波器组的多相结构，其特征在于：包括H_0,M(z)模块、q个 模块、模块连接部分、1个总输入端口Input、总输出端口Output0和总输出端口Output1；

模块包括1个乘加复用单元、1个X_i偶数单元和1个X_i奇数单元；X_i偶数单元包括乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d、d-2个延时为t的延时器和d-2个加法器，t＝2T；乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d的输入端均与总输入端口Input相连接；乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至端口K_i0；乘法器x_i,d、乘法器x_i,d-2、……、乘法器x_i,2的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至延时为(Rd+2M)T的延时器1_i，延时器1_i输出至端口I_i1；X_i偶数单元内各加法器的输入端处均设置有延时为t的延时器；

X_i奇数单元包括乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1、d-2个延时为t的延时器和d-2个加法器；乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1的输入端均与总输入端口Input相连接；乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至端口K_i1；乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,d-3、……、乘法器x_i,1的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至延时为(Rd+2M)T的延时器2_i，延时器2_i输出至端口I_i0；X_i奇数单元内各加法器的输入端处均设置有延时为t的延时器；

乘加复用单元包括乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1、2R-2个延时为T1的延时器(T1＝d T)、2R-1个加法器、输入端口K_i、输入端口I_i以及输出端口F_i；

输入端口K_i的输入信号经过j个延时为T1的延时器，输入端口I_i输入信号经过R-1-j个延时为T1的延时器，共同输出至同一个加法器，该加法器输出至乘法器y_i,R-j，j＝0,1,2,…,R-1；乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1的输出信号依次通过R-1个加法器叠加输出至端口F_i；

H_0,M(z)模块分为M为偶数和M为奇数两种情况；

M为偶数的情况下，H_0,M(z)模块包括1个H_M偶数单元、1个H_M奇数单元、输出端口H_0,M0(z²)和输出端口H_0,M1(z²)；

H_M偶数单元包括乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)、M-2个延时为t的延时器和M-2个加法器；乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输入端连接在一起，并通过延时为Rd T的延时器与总输入端口Input相连接；乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至端口S₁；乘法器h'(M-2)、乘法器h'(M-4)、……、乘法器h'(0)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至第一个延时为MT的延时器，第一个延时为MT的延时器输出至端口S₀；

H_M奇数单元包括乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)、M-2个延时为t的延时器和M-2个加法器；乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)的输入端均与乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输入端连接在一起；乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至端口P₀；乘法器h'(M-1)、乘法器h'(M-3)、……、乘法器h'(1)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至第二个延时为MT的延时器；第二个延时为MT的延时器输出至端口P₁；

端口P₀和端口S₀通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M0(z²)；端口P₁和端口S₁通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M1(z²)；

M为奇数的情况下，H_0,M(z)模块包括1个H_M偶数单元、1个H_M奇数单元、输出端口H_0,M0(z²)和输出端口H_0,M1(z²)；

H_M偶数单元包括乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)、M-1个延时为t的延时器和M-1个加法器；乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输入端连接在一起，并通过延时为Rd T的延时器与总输入端口Input相连接；乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输出信号依次通过(M-1)/2个加法器和延时器叠加输出至端口S₁；乘法器h'(M-1)、乘法器h'(M-3)、……、乘法器h'(0)的输出信号依次通过(M-1)/2个加法器和延时器叠加输出至延时为(M-1)T的延时器，延时为(M-1)T的延时器输出至端口S₀；

H_M奇数单元包括乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)、M-3个延时为t的延时器和M-3个加法器；乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)的输入端与乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输入端连接；乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)的输出信号依次通过(M-3)/2个加法器和延时器叠加输出至端口P₀；乘法器h'(M-2)、乘法器h'(M-4)、……、乘法器h'(1)的输出信号依次通过(M-3)/2个加法器和延时器叠加输出至延时为(M+1)T的延时器；延时为(M+1)T的延时器输出至端口P₁；端口P₀和端口S₀通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M1(z²)；端口P₁和端口S₁通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M0(z²)；

所述的模块连接部分包括2个降2采样器、q+1个加法器和2个延时为T的延时器；将q个H_0,XiYi(z)模块中乘加复用单元的输出端口F_i的输出信号依次通过q-1个加法器叠加输出后，分成相同的两路信号，一路通过第一个降2采样器，输出至端口H_0,H0(z²)；另一路通过延时为T的延时器和第二个降2采样器，输出至端口H_0,H1(z²)；端口H_0,H0(z²)与端口H_0,M0(z²)经过加法器叠加输出至总输出端口Output0；端口H_0,H1(z²)与端口H_0,M1(z²)经过加法器叠加输出至总输出端口Output1，端口H_0,M1(z²)与对应的加法器输入端之间连接有延时为T的延时器；

M、d、R均为非负整数，d为偶数，且满足M+Rd＝N/2，N为原型滤波器阶数；T为系统单位时延。

2.根据权利要求1所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构，其特征在于：M等于12、d等于4，R等于7。

3.根据权利要求1所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构，其特征在于：q等于2。

4.如权利要求1所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法，其特征在于：步骤一、确定原型滤波器阶数N，阻带截止频率fs，频率点数L_F＝8N；

步骤二、设定原型滤波器初始系数h₀＝[h₀(0),h₀(1),...,h₀(N-1)]，简化系数h'(n)＝[h'(0),h'(1),...,h'(N/2-1)]＝[h₀(N/2),h₀(N/2+1),...,h₀(N-1)],n＝0,1,...,N/2-1；

步骤三、将h'(n)表示成一个d×R的系数矩阵H和一个行向量H_M的形式如式(1a)、(1b)所示；

H_M＝[h'(0),h'(1),...,h'(M-1)] (1b)

步骤四、将系数矩阵H进行LU分解，系数矩阵H等价于矩阵L和矩阵U的乘积，其中矩阵L、矩阵U分别是下三角、上三角矩阵，H＝LU；矩阵L、矩阵U的表达式如式(2a)、(2b)所示；

式(2a)、(2b)中，r表示系数矩阵H的秩r(H)的大小；

步骤五、取矩阵L的前q列和矩阵U的前q行计算新系数矩阵H'如式(3)所示；

H'＝[X₁ X₂ ... X_q]·[Y₁ Y₂ ... Y_q]^T＝X·Y^T (3)

步骤六、将X、Y和H_M三部分系数作为初始值，利用基于线性化的迭代梯度搜索技术进行优化，具体优化方法如下：

6-1.定义一个列向量h(z)如式(4)所示；

h(z)＝[H_M,H”]^T (4)

式(4)中，H”是矩阵H'中的元素按列排成行的行向量；

原型滤波器H₀(z)的频率响应H₀(w h(z))如式(5)所示

式(5)中， 表示[0,π]内的一系列等间隔的离散频率点，即

6-2.根据式(5)定义全部频带点上的重构误差e_r(h(z))如式(6)所示

式(6)中，H₀(w+πh(z))＝e^{-j(w+π)(N-1)/2}·c^T(w+π)·h(z)；

定义全部阻带频率点上的阻带衰减H_s(h(z))如式(7)所示；

6-3.设定迭代限制步长ε，迭代终止系数ε₁，迭代次数k，k的初始值为1；将式(4)得到的h(z)作为优化设计迭代的系数初始值h(z⁰)；

6-4.第k-1次迭代时的重构误差e_r(h(z^k-1))如式(8a)所示，第k-1次迭代时的阻带衰减H_s(h(z^k-1))如式(8b)所示

式(8)中，h(z^k-1)表示第k-1次迭代的系数z^k-1的映射向量，h_in(z^k-1)表示第k-1次迭代的辅助系数h_in(z)，每次迭代中的辅助系数h_in(z)由式(9)得到；

式(9)中，ι是线性平滑系数；

6-5.定义

由一阶泰勒近似，得出第k次迭代时的重构误差e_r(h(z^k))如式(10)所示

式(10)中， 表示第k次迭代时z的增量

定义

由一阶泰勒近似，得出第k次迭代时的阻带衰减H_s(h(z))如式(11)所示

6-6.建立关于系数增量 的凸优化问题，如(12)式所示；

z_H(z|0)＝＝0 (12c)

z_H(z|1)＝＝1 (12d)

式(12)中，||·||_∞表示无穷范数运算，||·||₂表示2范数运算，α是一个加权常数值；H(z|0)表示系数z中等于0的元素的位置集合，H(z|1)表示系数z中等于1的元素的位置集合；

求出式(12)中第k次迭代时的系数增量 则第k次迭代的系数 同时更新h_in(z^k+1)＝(1-ι)·h(z^k)+ι·h_in(z^k)；进入步骤6-7；

6-7.设置一个迭代终止条件如式(13)所示

式(13)中，δ^k表示式(12)中第k次迭代得出的目标函数最小值δ；

如果(13)式不成立，则将k增大1，并执行6-4到6-6；若式(13)成立，则终止迭代，进入步骤七；

步骤七、用步骤六所获得的H_M、X和Y，将H_M中的具体系数h'(0)、h'(1)、……、h'(M-3)、h'(M-1)分别作为H_0,M(z)模块中的乘法器h'(0)、乘法器h'(1)、……、乘法器h'(M-3)、乘法器h'(M-1)的系数；将X中的具体系数x_i,1、x_i,2、……、x_i,d-1、x_i,d分别作为 模块中的乘法器x_i,1、乘法器x_i,2、……、乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,d的系数，将Y中的具体系数y_i,R、y_i,R-1、……、y_i,1分别作为 模块中的乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1的系数。

5.根据权利要求4所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法，其特征在于：步骤6-3中迭代限制步长ε等于1，迭代终止系数ε₁等于10^-3。

6.根据权利要求4所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法，其特征在于：步骤6-4中线性平滑系数ι等于0.4。

7.根据权利要求4所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法，其特征在于：步骤6-6中α等于0.102。

8.根据权利要求4所述的两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法，其特征在于：步骤6-6中，第k次迭代时的系数增量 借助matlab软件的CVX工具箱求出。

说明书

技术领域

本发明属于数字信号处理技术领域，具体涉及一种新型低复杂度两通道正交镜像滤波器组的多相结构及其系数设计方法。

背景技术

两通道正交镜像滤波器组(QMFB，quadrature mirror filter bank)被应用于越来越多的领域，例如语音和图像信号的子带编码，小波基设计等。对于QMFB的设计方法，近年来也是越来越多。但目前已知的两通道QFMB设计方法大多都是对原型滤波器系数的优化设计，注重的是QMFB的阻带衰减和重构误差等性能指标的精进，而在降低QMFB结构的硬件实施复杂度上并未有太多关注。基于蜂群优化算法、粒子群优化算法、遗传算法以及布谷鸟搜索算法等这些QMFB的设计方法，所得到的系数都只能用已有的常规多相结构来实现。当滤波器组的频域性能要求较高时，两通道QMFB滤波器组中的FIR滤波器通常需要很高的阶数，这使得FIR滤波器组在硬件执行上具有很高的复杂度。因此，在(基本)不影响FIR滤波器组频域性能的前提下，减少其硬件执行复杂度，有很高的研究价值。

发明内容

本发明的目的在于提供两通道正交镜像滤波器组的多相结构及其系数设计方法。

本发明两通道正交镜像滤波器组的多相结构，包括H_0,M(z)模块、q个 模块、模块连接部分、1个总输入端口Input、总输出端口Output0和总输出端口Output1。

模块包括1个乘加复用单元、1个X_i偶数单元和1个X_i奇数单元。X_i偶数单元包括乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d、d-2个延时为t的延时器和d-2个加法器，t＝2T。乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d的输入端均与总输入端口Input相连接。乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至端口K_i0；乘法器x_i,d、乘法器x_i,d-2、……、乘法器x_i,2的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至延时为(Rd+2M)T的延时器1_i，延时器1_i输出至端口I_i1；X_i偶数单元内各加法器的输入端处均设置有延时为t的延时器。

X_i奇数单元包括乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1、d-2个延时为t的延时器和d-2个加法器。乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1的输入端均与总输入端口Input相连接。乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至端口K_i1；乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,d-3、……、乘法器x_i,1的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至延时为(Rd+2M)T的延时器2_i，延时器2_i输出至端口I_i0；X_i奇数单元内各加法器的输入端处均设置有延时为t的延时器。

乘加复用单元包括乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1、2R-2个延时为T1的延时器(T1＝d T)、2R-1个加法器、输入端口K_i、输入端口I_i以及输出端口F_i。

输入端口K_i的输入信号经过j个延时为T1的延时器，输入端口I_i输入信号经过R-1-j个延时为T1的延时器，共同输出至同一个加法器，该加法器输出至乘法器y_i,R-j，j＝0,1,2,…,R-1。乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1的输出信号依次通过R-1个加法器叠加输出至端口F_i。

H_0,M(z)模块分为M为偶数和M为奇数两种情况。

M为偶数的情况下，H_0,M(z)模块包括1个H_M偶数单元、1个H_M奇数单元、输出端口H_0,M0(z²)和输出端口H_0,M1(z²)。

H_M偶数单元包括乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)、M-2个延时为t的延时器和M-2个加法器。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输入端连接在一起，并通过延时为Rd T的延时器与总输入端口Input相连接。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至端口S₁；乘法器h'(M-2)、乘法器h'(M-4)、……、乘法器h'(0)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至第一个延时为M T的延时器，第一个延时为M T的延时器输出至端口S₀。

H_M奇数单元包括乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)、M-2个延时为t的延时器和M-2个加法器。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)的输入端均与乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输入端连接在一起。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至端口P₀；乘法器h'(M-1)、乘法器h'(M-3)、……、乘法器h'(1)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至第二个延时为M T的延时器。第二个延时为M T的延时器输出至端口P₁。

端口P₀和端口S₀通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M0(z²)；端口P₁和端口S₁通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M1(z²)。

M为奇数的情况下，H_0,M(z)模块包括1个H_M偶数单元、1个H_M奇数单元、输出端口H_0,M0(z²)和输出端口H_0,M1(z²)。

H_M偶数单元包括乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)、M-1个延时为t的延时器和M-1个加法器。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输入端连接在一起，并通过延时为Rd T的延时器与总输入端口Input相连接。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输出信号依次通过(M-1)/2个加法器和延时器叠加输出至端口S₁；乘法器h'(M-1)、乘法器h'(M-3)、……、乘法器h'(0)的输出信号依次通过(M-1)/2个加法器和延时器叠加输出至延时为(M-1)T的延时器，延时为(M-1)T的延时器输出至端口S₀。

H_M奇数单元包括乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)、M-3个延时为t的延时器和M-3个加法器。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)的输入端与乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输入端连接。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)的输出信号依次通过(M-3)/2个加法器和延时器叠加输出至端口P₀；乘法器h'(M-2)、乘法器h'(M-4)、……、乘法器h'(1)的输出信号依次通过(M-3)/2个加法器和延时器叠加输出至延时为(M+1)T的延时器。延时为(M+1)T的延时器输出至端口P₁。端口P₀和端口S₀通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M1(z²)；端口P₁和端口S₁通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M0(z²)。

所述的模块连接部分包括2个降2采样器、q+1个加法器和2个延时为T的延时器。将q个H_0,XiYi(z)模块中乘加复用单元的输出端口F_i的输出信号依次通过q-1个加法器叠加输出后，分成相同的两路信号，一路通过第一个降2采样器，输出至端口H_0,H0(z²)；另一路通过延时为T的延时器和第二个降2采样器，输出至端口H_0,H1(z²)；端口H_0,H0(z²)与端口H_0,M0(z²)经过加法器叠加输出至总输出端口Output0；端口H_0,H1(z²)与端口H_0,M1(z²)经过加法器叠加输出至总输出端口Output1，端口H_0,M1(z²)与对应的加法器输入端之间连接有延时为T的延时器。

M、d、R均为非负整数，d为偶数，且满足M+Rd＝N/2，N为原型滤波器阶数。T为系统单位时延。

进一步地，M等于12、d等于4，R等于7。

进一步地，q等于2。

该两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法如下：

步骤一、确定原型滤波器阶数N，阻带截止频率fs，频率点数L_F＝8N。

步骤二、设定原型滤波器初始系数h₀＝[h₀(0),h₀(1),...,h₀(N-1)]，简化系数h'(n)＝[h'(0),h'(1),...,h'(N/2-1)]＝[h₀(N/2),h₀(N/2+1),...,h₀(N-1)],n＝0,1,...,N/2-1。

步骤三、将h'(n)表示成一个d×R的系数矩阵H和一个行向量H_M的形式如式(1a)、(1b)所示。

H_M＝[h'(0),h'(1),...,h'(M-1)] (1b)

步骤四、将系数矩阵H进行LU分解，系数矩阵H等价于矩阵L和矩阵U的乘积，其中矩阵L、矩阵U分别是下三角、上三角矩阵，H＝LU。矩阵L、矩阵U的表达式如式(2a)、(2b)所示。

式(2a)、(2b)中，r表示系数矩阵H的秩r(H)的大小。

步骤五、取矩阵L的前q列和矩阵U的前q行计算新系数矩阵H'如式(3)所示。

H'＝[X₁ X₂ ... X_q]·[Y₁ Y₂ ... Y_q]^T＝X·Y^T (3)

步骤六、将X、Y和H_M三部分系数作为初始值，利用基于线性化的迭代梯度搜索技术进行优化，具体优化方法如下：

6-1.定义一个列向量h(z)如式(4)所示；

h(z)＝[H_M,H”]^T (4)

式(4)中，H”是矩阵H'中的元素按列排成行的行向量。

原型滤波器H₀(z)的频率响应H₀(w h(z))如式(5)所示

式(5)中， 表示[0,π]内的一系列等间隔的离散频率点，即

6-2.根据式(5)定义全部频带点上的重构误差e_r(h(z))如式(6)所示

式(6)中，H₀(w+πh(z))＝e^{-j(w+π)(N-1)/2}·c^T(w+π)·h(z)。

定义全部阻带频率点上的阻带衰减H_s(h(z))如式(7)所示；

6-3.设定迭代限制步长ε，迭代终止系数ε₁，迭代次数k，k的初始值为1。将式(4)得到的h(z)作为优化设计迭代的系数初始值h(z⁰)。

6-4.第k-1次迭代时的重构误差e_r(h(z^k-1))如式(8a)所示，第k-1次迭代时的阻带衰减H_s(h(z^k-1))如式(8b)所示

式(8)中，h(z^k-1)表示第k-1次迭代的系数z^k-1的映射向量，h_in(z^k-1)表示第k-1次迭代的辅助系数h_in(z)，每次迭代中的辅助系数h_in(z)由式(9)得到。

式(9)中，ι是线性平滑系数。

6-5.定义

由一阶泰勒近似，得出第k次迭代时的重构误差e_r(h(z^k))如式(10)所示

式(10)中， 表示第k次迭代时z的增量

定义

由一阶泰勒近似，得出第k次迭代时的阻带衰减H_s(h(z))如式(11)所示

6-6.建立关于系数增量 的凸优化问题，如(12)式所示。

z_H(z|0)＝＝0 (12c)

z_H(z|1)＝＝1 (12d)

式(12)中，||·||_∞表示无穷范数运算，||·||₂表示2范数运算，α是一个加权常数值。H(z|0)表示系数z中等于0的元素的位置集合，H(z|1)表示系数z中等于1的元素的位置集合。

求出式(12)中第k次迭代时的系数增量 则第k次迭代的系数 同时更新h_in(z^k+1)＝(1-ι)·h(z^k)+ι·h_in(z^k)。进入步骤6-7。

6-7.设置一个迭代终止条件如式(13)所示

式(13)中，δ^k表示式(12)中第k次迭代得出的目标函数最小值δ。

如果(13)式不成立，则将k增大1，并执行6-4到6-6。若式(13)成立，则终止迭代，进入步骤七。

步骤七、用步骤六所获得的H_M、X和Y，将H_M中的具体系数h'(0)、h'(1)、……、h'(M-3)、h'(M-1)分别作为H_0,M(z)模块中的乘法器h'(0)、乘法器h'(1)、……、乘法器h'(M-3)、乘法器h'(M-1)的系数；将X中的具体系数x_i,1、x_i,2、……、x_i,d-1、x_i,d分别作为 模块中的乘法器x_i,1、乘法器x_i,2、……、乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,d的系数，将Y中的具体系数y_i,R、y_i,R-1、……、y_i,1分别作为 模块中的乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1的系数。

进一步地，步骤6-3中迭代限制步长ε等于1，迭代终止系数ε₁等于10^-3。

进一步地，步骤6-4中线性平滑系数ι等于0.4。

进一步地，步骤6-6中α等于0.102。

进一步地，步骤6-6中，第k次迭代时的系数增量 借助matlab软件的CVX工具箱求出。

本发明具有的有益效果是：

1、本发明提供的两通道QMFB分析滤波器组部分的多相结构，将传统的QMFB原型滤波器系数变换为外插脉冲响应滤波器的形式，并采用LU分解，使得系数中有更多的0和1，节省了乘法器和加法器资源；其次乘加复用单元的创建，再次节省了乘法器和加法器资源。

2、本发明新型结构在实现QMFB常规对称多相结构分析滤波器组部分相同功能的同时，可至少比常规对称多相结构节省(40-30)/40＝25％的乘法器和(78-55)/78＝29.49％的加法器，能有效降低QMFB的硬件执行复杂度。

3、本发明提供的与QMFB新型结构对应的系数设计方法，利用辅助系数，将目标函数部分线性化，降低了目标函数的非线性化度，使得迭代梯度搜索技术可适用于更高幂次的目标函数求解。本发明系数设计方法，可以使两通道QMFB的性能达到一个比较好的指标，优化得出的系数可以直接用于本发明提供的新型结构上。

附图说明

图1为一个两通道QMFB的常规多相结构表示图；

图2为本发明新型低复杂度两通道QMFB分析滤波器组部分的多相结构图；

图3为M是偶数时H_0,M(z)模块具体结构图；

图4为M是奇数时H_0,M(z)模块具体结构图；

图5为本发明Least square优化后的系数所画出的QMFB幅频响应图；

图6为本发明Least square优化后的系数所画出的QMFB重构误差频率响应图；

图7为QMFB系统的输入信号频谱图，由两个正弦信号叠加而成；

图8为信号经本发明QMFB新型多相结构系统低通分析滤波器输出信号的频谱图；

图9为信号经本发明QMFB新型多相结构系统高通分析滤波器输出信号的频谱图；

图10为信号经本发明QMFB新型多相结构系统总输出信号的频谱图；

图11为信号经本发明设计出的系数X、Y、H_M对应的系数h’(n)构建的常规多相结构系统总输出信号的频谱图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

如图1所示，一个两通道QMFB常规多相结构包括分析滤波器组部分、两个升2采样器、两个降2采样器、综合滤波器组部分、一个总输入端口Input和一个总输出端口Output。分析滤波器组部分包括1个E₀(z²)模块、1个E₁(z²)模块和1个延时模块z^-1。输入信号从Input端口经过E₀(z²)模块输出至端口Output0，从Input端口先经过延时模块z^-1再经过E₁(z²)模块输出至端口Output1；Output0端口输出与Output1端口输出相加，便实现了QMFB低通分析滤波器H₀(z)的输出。Output0端口的输出与Output1端口的输出相减，便实现了QMFB高通分析滤波器H₁(z)的输出。由于该结构在很多文献上都有提及，为了方便，对其它部分此处不再赘述。

本发明QMFB多相结构改变了常规多相结构从端口Input到Output0和Output1之间所表示的分析滤波器组部分的结构，其它部分与常规多相结构相同。

如图2所示，本发明两通道正交镜像滤波器组的多相结构，包括H_0,M(z)模块、q个 模块(i＝1,2...q)、模块连接部分、1个总输入端口Input以及2个总输出端口Output0和Output1。本实施例中q＝2。

模块共有q个，当i为1，对应模块 当i为2，对应模块 依此类推i为其它值时，本发明对应的 模块。每个 模块的硬件结构相同，唯一区别是每个模块内所用到的乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d、乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1对应的滤波器组系数不同。

每个 模块都包括1个乘加复用单元、1个X_i偶数单元和1个X_i奇数单元。X_i偶数单元包括乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d、d-2个延时为t的延时器(t＝2T)和d-2个加法器。乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d的输入端均与总输入端口Input相连接。乘法器x_i,2、乘法器x_i,4、……、乘法器x_i,d的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至端口K_i0；乘法器x_i,d、乘法器x_i,d-2、……、乘法器x_i,2的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至延时为(Rd+2M)T的延时器1_i，延时器1_i输出至端口I_i1；X_i偶数单元内各加法器的输入端处均设置有延时为t的延时器。

X_i奇数单元包括乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1、d-2个延时为t的延时器和d-2个加法器。乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1的输入端均与总输入端口Input相连接。乘法器x_i,1、乘法器x_i,3、……、乘法器x_i,d-1的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至端口K_i1；乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,d-3、……、乘法器x_i,1的输出信号依次通过d/2-1个加法器叠加输出至延时为(Rd+2M)T的延时器2_i，延时器2_i输出至端口I_i0；X_i奇数单元内各加法器的输入端处均设置有延时为t的延时器。

乘加复用单元包括乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1、2R-2个延时为T1的延时器(T1＝d T)、2R-1个加法器、输入端口K_i、输入端口I_i以及输出端口F_i。

输入端口K_i的输入信号经过j个延时为T1的延时器，输入端口I_i输入信号经过R-1-j个延时为T1的延时器，共同输出至同一个加法器，该加法器输出至乘法器y_i,R-j，j＝0,1,2,…,R-1。(即K_i端口输入信号经过0个延时为T1的延时器与I_i端口输入信号经过R-1个延时为T1的延时器，输出至同一个加法器，该加法器输出至乘法器y_i,R；K_i端口输入信号经过1个延时为T1的延时器与I_i端口输入信号经过R-2个延时为T1的延时器，输出至同一个加法器，该加法器输出至乘法器y_i,R-1；……；K_i端口输入信号经过R-1个延时为T1的延时器与I_i端口输入信号经过0个延时为T1的延时器，输出至同一个加法器，该加法器输出至乘法器y_i,1)乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1的输出信号依次通过R-1个加法器叠加输出至端口F_i。

每个 模块中乘加复用单元具体工作方式如下：

每一个乘加复用单元都有输入端口K_i输入端口I_i，以及一个输出端口F_i。在每个系统单位时延T的前1/2单位时延，让K_i端口和I_i端口分别接入K_i0和I_i0，后1/2单位时延接入K_i1和I_i1。因此，乘加复用单元内部的数据速率变成了系统数据速率的2倍，该单元所用到的延时为T1＝d T的延时器，是相对于系统单位时延“T”为基准的，若相对于该单元内的单位时延为基准，则T1＝2d T。这样在一个系统单位延时里，通过复用同一套乘法器和加法器，达到相同的输出，进一步节省了乘法器和加法器资源。

H_0,M(z)模块分为M为偶数和M为奇数两种情况。

如图3所示，M为偶数的情况下，H_0,M(z)模块包括1个H_M偶数单元、1个H_M奇数单元、输出端口H_0,M0(z²)和输出端口H_0,M1(z²)。

H_M偶数单元包括乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)、M-2个延时为t的延时器和M-2个加法器。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输入端连接在一起，并通过延时为Rd T的延时器与总输入端口Input相连接。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至端口S₁；乘法器h'(M-2)、乘法器h'(M-4)、……、乘法器h'(0)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至第一个延时为M T的延时器，第一个延时为M T的延时器输出至端口S₀。

H_M奇数单元包括乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)、M-2个延时为t的延时器和M-2个加法器。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)的输入端均与乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-2)的输入端连接在一起。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-1)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至端口P₀；乘法器h'(M-1)、乘法器h'(M-3)、……、乘法器h'(1)的输出信号依次通过M/2-1个加法器和延时器叠加输出至第二个延时为M T的延时器。第二个延时为M T的延时器输出至端口P₁。

端口P₀和端口S₀通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M0(z²)；端口P₁和端口S₁通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M1(z²)。

如图4所示，M为奇数的情况下，H_0,M(z)模块包括1个H_M偶数单元、1个H_M奇数单元、输出端口H_0,M0(z²)和输出端口H_0,M1(z²)。

H_M偶数单元包括乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)、M-1个延时为t的延时器和M-1个加法器。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输入端连接在一起，并通过延时为Rd T的延时器与总输入端口Input相连接。乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输出信号依次通过(M-1)/2个加法器和延时器叠加输出至端口S₁；乘法器h'(M-1)、乘法器h'(M-3)、……、乘法器h'(0)的输出信号依次通过(M-1)/2个加法器和延时器叠加输出至延时为(M-1)T的延时器，延时为(M-1)T的延时器输出至端口S₀。

H_M奇数单元包括乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)、M-3个延时为t的延时器和M-3个加法器。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)的输入端与乘法器h'(0)、乘法器h'(2)、……、乘法器h'(M-1)的输入端连接。乘法器h'(1)、乘法器h'(3)、……、乘法器h'(M-2)的输出信号依次通过(M-3)/2个加法器和延时器叠加输出至端口P₀；乘法器h'(M-2)、乘法器h'(M-4)、……、乘法器h'(1)的输出信号依次通过(M-3)/2个加法器和延时器叠加输出至延时为(M+1)T的延时器。延时为(M+1)T的延时器输出至端口P₁。端口P₀和端口S₀通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M1(z²)；端口P₁和端口S₁通过加法器，叠加输出至H_0,M(z)模块的输出端口H_0,M0(z²)。

如图2所示，模块连接部分包括2个降2采样器、q+1个加法器和2个延时为T的延时器。将q个 模块中乘加复用单元的输出端口F_i的输出信号依次通过q-1个加法器叠加输出后，分成相同的两路信号，一路通过第一个降2采样器，输出至端口H_0,H0(z²)；另一路通过延时为T的延时器和第二个降2采样器，输出至端口H_0,H1(z²)；端口H_0,H0(z²)与端口H_0,M0(z²)经过加法器叠加输出至总输出端口Output0；端口H_0,H1(z²)与端口H_0,M1(z²)经过加法器叠加输出至总输出端口Output1，端口H_0,M1(z²)与对应的加法器输入端之间连接有延时为T的延时器。

如图2所示，本发明只以q等于2为例，给出了QMFB分析滤波器组部分的多相实现结构。上述本结构提及的常数M、d、R均为非负整数，d为偶数，且满足M+Rd＝N/2，N为QMFB原型滤波器阶数。

如图2、图3和图4所示，本发明结构中所提及的“T”表示系统的单位时延，“2T”表示2个系统单位时延，“dT”表示d个系统单位时延，“(Rd+2M)T”表示R乘d再加2乘M个系统单位时延，其它均依此类推。

如图2、图3和图4所示，实现本发明QMFB分析滤波器组部分的多相结构，共需乘法器个数Mu和加法器个数Ad如式(1a)、(1b)所示。

Mu＝(d+R)·q+M-P₀-P₁ (1a)

Ad＝[(d-2)·2+2·R-1]·q+(M-2)·2+2-2·P₀+2+(q-1) (1b)

式(1a)、(1b)中P₀表示全部系数中值为0的系数个数，P₁表示全部系数中值为1的系数个数，在此结构中，值为0和1的系数不需要乘法器，同时值为0的系数不需要加法器。

该两通道正交镜像滤波器组的多相结构的系数设计方法如下：

步骤一、确定QMFB设计参数，包括原型滤波器(通常为QMFB的低通分析滤波器)阶数N(N为偶数)，阻带截止频率fs，频率点数L_F＝8N。

步骤二、根据参数，利用Parks-McClellan方法获得原型滤波器初始系数h₀＝[h₀(0),h₀(1),...,h₀(N-1)](也可以选用其它已有方法所设计出的QMFB低通分析滤波器的系数作为初始系数)，根据h₀得到其对称的一半系数h'(n),n＝0,1,...,N/2-1，h'(n)＝[h'(0),h'(1),...,h'(N/2-1)]＝[h₀(N/2),h₀(N/2+1),...,h₀(N-1)]。由于原型滤波器是线性相位的，其系数具有对称性，我们只取其对称的一半初始系数h'(n)进行后续设计。

步骤三、将h'(n)表示成一个d×R的系数矩阵H和一个行向量H_M的形式如式(2a)、(2b)所示。

H_M＝[h'(0),h'(1),...,h'(M-1)] (2b)

步骤四、将系数矩阵H进行LU分解，系数矩阵H等价于矩阵L和矩阵U的乘积，其中矩阵L、矩阵U分别是下三角、上三角矩阵，H＝LU。矩阵L、矩阵U的表达式如式(3a)、(3b)所示，其所有元素均通过系数矩阵H分解得到，故已知。由于矩阵L、矩阵U由系数矩阵H分解得到，故其内部各元素均为已知值。

式(3a)、(3b)中，r表示系数矩阵H的秩r(H)的大小。

步骤五、设置参数q，参数q是一个小于或等于r的正整数，表示我们从矩阵L和矩阵U中取出的列向量和行向量的个数。取矩阵L的前q列和矩阵U的前q行计算新系数矩阵H'如式(4)所示。用H'等价替代H。

H'＝[X₁ X₂ ... X_q]·[Y₁ Y₂ ... Y_q]^T＝X·Y^T (4)

式(4)中，X_i为矩阵L的第i列，Y_i为矩阵U的第i行。

X、Y和式(2)中的H_M三部分系数的形式即为能够实现本发明图2所示的新型结构所需的系数形式。

步骤六、由于我们选取得到的H'和H之间存在误差，且原型滤波器初始系数(利用Parks-McClellan方法所获)并不能达到QMFB的性能要求，因此我们需要将X、Y和H_M三部分系数作为初始值，利用基于线性化的迭代梯度搜索技术进行优化，具体优化方法如下：

6-1.定义一个列向量h(z)如式(5)所示；

h(z)＝[H_M,H”]^T (5)

式(5)中，H”是矩阵H'中的元素按列排成行的行向量，z表示H_M、X和Y中的任意一个元素，h(z)是关于z的映射。

原型滤波器H₀(z)的频率响应H₀(w h(z))如式(6)所示

式(6)中， 表示[0,π]内的一系列等间隔的离散频率点，即

6-2.根据式(5)定义全部频带点上的重构误差e_r(h(z))如式(7a)所示

式(7a)中，H₀(w+πh(z))＝e^{-j(w+π)(N-1)/2}·c^T(w+π)·h(z)；w_s表示阻带截止频率点(阻带截止频率fs所在的频率点)；

同样，定义全部阻带频率点上的阻带衰减H_s(h(z))如式(7b)所示；

6-3.设定迭代限制步长ε，迭代终止系数ε₁，迭代次数k，k的初始值为1。将式(5)得到的h(z)作为优化设计迭代的系数初始值h(z⁰)。

6-4.第k-1次迭代时的重构误差e_r(h(z^k-1))如式(8a)所示，第k-1次迭代时的阻带衰减H_s(h(z^k-1))如式(8b)所示

式(8)中，h(z^k-1)表示第k-1次迭代的系数z^k-1的映射向量，h_in(z^k-1)表示第k-1次迭代的h_in(z)，每次迭代中的h_in(z)由式(9)得到。

式(9)中，ι是一个常数，表示线性平滑系数。h_in(z)是对重构误差中h(z)进行的部分线性化操作，即每次迭代时都用上次迭代的结果来代替一部分h(z)，使重构误差e_r(h(z))关于系数变量z的幂次降低，降低了问题求解的非线性化度。

6-5.定义 G_r(h(z))表示重构误差e_r(h(z))关于系数变量z的一阶偏导数。

由一阶泰勒近似，得出第k次迭代时的重构误差e_r(h(z^k))如式(10)所示

式(10)中， 表示第k次迭代时z的增量

同理，定义 G_s(h(z))表示阻带衰减H_s(h(z))关于系数变量z的一阶偏导数。

由一阶泰勒近似，得出第k次迭代时的阻带衰减H_s(h(z))如式(11)所示

6-6.把本发明的QMFB的系数优化问题表达成关于系数增量 的凸优化问题，如(12)式所示。

z_H(z|0)＝＝0 (12c)

z_H(z|1)＝＝1 (12d)

式(12)中，||·||_∞表示无穷范数运算，||·||₂表示2范数运算，α是一个加权常数值。由于LU分解的特性，初始系数z中有一部分0和1的值，H(z|0)表示系数z中等于0的元素的位置集合(位置即该元素所属矩阵、行序号和列序号)，H(z|1)表示系数z中等于1的元素的位置集合，在优化求解系数z的过程中，要保留这些0和1位置上的元素依然为0和1。式(12)中最小化的目标函数可以理解成是最大重构误差或重构误差能量的根方与最大阻带衰减或阻带衰减能量的根方的加权和。

该凸优化问题可以表述为：在同时满足式(12c)、(12d)、(12e)的情况下，让式(7b)中的左式达到最小化的 作为第k次迭代的 实际操作中，借助matlab软件的CVX工具箱可以很容易地求出第k次迭代时的系数增量

借助matlab软件的CVX工具箱求出式(12)中第k次迭代时的系数增量 则第k次迭代的系数 同时更新h_in(z^k+1)＝(1-ι)·h(z^k)+ι·h_in(z^k)。进入步骤6-7。

6-7.设置一个迭代终止条件如式(13)所示

式(13)中，δ^k表示式(12)中第k次迭代得出的目标函数最小值δ。

如果(13)式不成立，则将k增大1，并执行6-4到6-6。若式(13)成立，则终止迭代，进入步骤七。此时得到的z^k所对应的H_M、X和Y即为我们所优化得出的QMFB的系数，也是能直接实现本发明图2所示结构的系数。z^k的映射h(z^k)等价对应优化后的低通分析滤波器对称的一半系数h'(n)。

步骤七、用步骤六所获得的QMFB最终系数H_M、X和Y，将H_M中的具体系数h'(0)、h'(1)、……、h'(M-3)、h'(M-1)分别作为H_0,M(z)模块中的乘法器h'(0)、乘法器h'(1)、……、乘法器h'(M-3)、乘法器h'(M-1)的系数；将X中的具体系数x_i,1、x_i,2、……、x_i,d-1、x_i,d分别作为 模块中的乘法器x_i,1、乘法器x_i,2、……、乘法器x_i,d-1、乘法器x_i,d的系数，将Y中的具体系数y_i,R、y_i,R-1、……、y_i,1分别作为 模块中的乘法器y_i,R、乘法器y_i,R-1、……、乘法器y_i,1的系数；即可实现本发明QMFB分析滤波器组部分的多相结构。

为了本发明的有效性，对本发明的系数设计方法以及本发明提出的结构都进行了计算机模拟仿真。

首先对系数设计方法进行仿真，模拟仿真中的设计要求：原型滤波器阶数N等于80，全频带上的频率点数L_F为8N，阻带截止频率fs为0.55π。

确定步骤三中M等于12、d等于4，R等于7；步骤五中q等于2；步骤六6-3中迭代限制步长ε等于1，迭代终止系数ε₁等于10^-3；步骤六6-4中线性平滑系数ι等于0.4；确定步骤六6-6中α等于0.102，(12b)式的形式确定为

按照设计步骤，设计出的滤波器系数X，Y以及H_M如表1、表2和表3所示。

表1优化后的滤波器系数X

表2优化后的滤波器系数Y

表3优化后的滤波器系数H_M

系数X，Y以及H_M对应的系数h’(n)如表4所示

表4对应的优化后的滤波器系数h’(n)

最后用得出的滤波器系数，计算出QMFB的重构误差峰值PRE(peakreconstruction error)、阻带截止频率点的衰减AS(stopband edge attenuation)。计算公式如下：

PRE＝max{|20log₁₀(|H₀(w)|²+|H₀(w+π)|²)|}

AS＝-20log₁₀|H₀(w_s)|

其中，|H₀(w)|为所得低通分析滤波器的幅度响应；|H₀(w+π)|为所得高通分析滤波器的幅度响应，|H₀(w_s)|为所得低通分析滤波器阻带截止频率点上的幅度响应；计算得出的指标如表5所示，并与其它常规方法进行比较。

表5本发明与常规方法关键指标比较

由于QMFB的H₀(z)和H₁(z)之间存在关于频率w＝π/2的镜像对称性关系H₀(z)＝H₁(-z),且原型滤波器H₀(z)的系数满足对称性h_0，n＝h_0，N-1-n，(n＝0,1,2,…N-1)。根据这些对称关系，实现常规对称多相结构的分析滤波器组部分只需要乘法器Mu＝N/2个，加法器Ad＝(N/2-1)*2个。其它方法默认采样此结构。

由表5可以看出，本发明的系数优化方法，可以使QMFB的性能达到一个比较好的指标。本发明用来实现QMFB分析滤波器组部分的的新型多相结构与常规对称结构相比，可以节省(40-30)/40＝25％的乘法器和(78-55)/78＝29.49％的加法器，能有效的降低硬件实现复杂度。

最后对本发明提出的结构在simulink上进行计算机模拟仿真。

输入信号y＝sin(2*pi*1000*t)+sin(2*pi*3000*t)，采样频率设为10KHz，其频谱如图7所示，图中给出了对称的全部频率对应的信号幅度响应，单位用dBm表示，原信号1KHz频率上对应的幅度响应为23.0737dBm，3KHz频率上对应的幅度响应为23.7548dBm。

将本发明

两通道正交镜像滤波器组的多相结构及其系数设计方法专利购买费用说明

Q：办理专利转让的流程及所需资料

A：专利权人变更需要办理著录项目变更手续，有代理机构的，变更手续应当由代理机构办理。

1：专利变更应当使用专利局统一制作的“著录项目变更申报书”提出。

2：按规定缴纳著录项目变更手续费。

3：同时提交相关证明文件原件。

4：专利权转移的，变更后的专利权人委托新专利代理机构的，应当提交变更后的全体专利申请人签字或者盖章的委托书。

Q:专利著录项目变更费用如何缴交

A：（1）直接到国家知识产权局受理大厅收费窗口缴纳,（2）通过代办处缴纳，（3）通过邮局或者银行汇款,更多缴纳方式

Q：专利转让变更，多久能出结果

A：著录项目变更请求书递交后，一般1-2个月左右就会收到通知，国家知识产权局会下达《转让手续合格通知书》。