专利摘要

本发明提供了一种模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法，其中：模块化多电平固态变压器的架构为MMC子模块直流端和IBDC进行互联，实现具备中压交流，中压直流，低压交流，低压直流的多端口变换器结构。在该MMC‑SST中，本发明取消MMC子模块电容电压平衡控制环，提出MMC同桥臂子模块采用共占空比控制，后级IBDC采用子模块电容电压均衡控制和低压直流母线电压控制方式，以实现MMC‑SST的模块功率均衡。相比于现有的MMC‑SST控制策略，本发明解决了由MMC‑SST模块中IBDC由于内部元件参数偏差所导致的功率不均衡问题，从而均衡模块之间的电流应力，并提高MMC‑SST的运行效率。

权利要求

1.一种模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，包括：

在同一桥臂内的各SM模块，采用相同占空比的控制方式，以满足如下条件：

s1＝s2＝...＝sN

其中，s1,s2,...,sN分别为MMC的桥臂第1,2,…,N个子模块的占空比函数；

在MMC侧，采用中压直流及无功功率控制外环和有功及无功电流控制内环，去掉电容电压平衡控制环路；

在同一桥臂内的各SM模块，采用IBDC单元对电容电压进行控制，以满足如下条件：

U1＝U2＝...＝UN

其中，U1,U2,...,UN分别为MMC的桥臂第1,2,…,N个子模块的电容电压；

在IBDC侧，采用低压直流电压与模块电容电压相结合的平衡控制方式，其中，低压直流电压控制环输出相同的参考占空比至各IBDC单元，模块电容电压平衡控制环则输出附加占空比，叠加在参考占空比上，实现各IBDC单元的不同占空比输出，在实现低压直流母线电压稳定控制的同时，调节模块功率均衡；

选取其中一个IBDC单元作为调节模块，该调节模块的附加占空比采用其他N-1个IBDC单元所输出的附加占空比之和，以保证N个IBDC单元的占空比对应N个控制目标；其中，所述N个控制目标包括：1个低压直流输出电压控制目标以及N-1个模块电容电压平衡控制目标。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，在MMC侧，采用中压直流-无功功率控制外环和有功/无功电流控制内环，去掉电容电压平衡控制环路的方法为：

在中压直流-无功功率控制外环：根据中压直流电压的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出有功电流参考值；根据中压交流侧无功功率参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出无功电流参考值；

在有功/无功电流控制内环：根据有功电流的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出交流电压参考值的d轴分量；根据无功电流的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出交流电压参考值的q轴分量。

3.根据权利要求1所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，在同一桥臂内的各SM模块，采用相同占空比的控制方式为：

有功/无功电流内环所输出的交流电压参考值的d、q轴分量，通过dq-abc坐标系变换模块，输出A、B、C三相交流电压参考值，0.5倍中压直流电压参考值减去A相交流电压参考值，得到A相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上A相交流电压参考值，得到A相下桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值减去B相交流电压参考值，得到B相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上B相交流电压参考值，得到B相下桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值减去C相交流电压参考值，得到C相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上C相交流电压参考值，得到C相下桥臂输出电压参考值；得到的6个桥臂电压参考值通过载波移相调制，形成6个占空比信号，并驱动6个桥臂的各SM模块的开关动作，从而实现同一桥臂的各SM模块的相同的占空比控制。

4.根据权利要求1所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，所述dq-abc坐标系变换模块，将dq坐标系下的变量转化为abc三相坐标系下的变量，其变换方程为：

式中，xd,xq分别为d轴和q轴的输入变量，xa,xb,xc分别为A、B、C三相的输出变量，ω为系统角频率。

5.根据权利要求1所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，所述低压直流电压控制环，根据低压直流电压参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出各IBDC模块的参考占空比信号，实现各IBDC模块的功率输出和低压直流电压控制。

6.根据权利要求1所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，在同一桥臂内的各SM模块，采用IBDC单元对电容电压进行控制的方法为：

对于同一桥臂的N个SM模块，采集各SM模块的电容电压并取平均值，作为平均电容电压参考值；对于前N-1个模块，根据平均电容电压参考值和该模块实际电容电压的偏差，通过PI控制，输出附加占空比信号，叠加在参考占空比信号上，实现前N-1个IBDC模块的功率调节，从而控制相对应的前N-1个SM模块的电容电压；对于第N个模块，将之前N-1个模块附加占空比求和，作为该模块的附加占空比信号，叠加在参考占空比信号上；实现第N个IBDC模块的功率调节，从而控制相对应的第N个SM模块的电容电压。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，模块化多电平固态变压器采用MMC子模块直流端和隔离型双向DC-DC变换器单元IBDC进行互联，以实现中低压配电网间的功率传递。

8.根据权利要求1至6中任一项所述的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其特征在于，模块化多电平固态变压器采用MMC子模块直流端和隔离型双向DC-DC变换器单元IBDC进行互联，提供中压直流、中压交流、低压直流、低压交流四类端口。

9.一种模块化多电平固态变压器，其特征在于，所述模块化多电平固态变压器采用权利要求1至8中任一项所述的方法实现模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制。

说明书

技术领域

本发明涉及电力系统中智能配电网技术、电力电子技术、控制技术领域，具体地，涉及一种模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法。

背景技术

可再生能源往往以分布式电源的形式接入配电网，转化为电能供给终端用户。然而，传统配电网的运行模式基本是以供方主导、单向辐射状供电为主，其配电一次控制设备(有载调压器、联络开关等)调控能力欠缺，难以满足可再生能源和负荷频繁波动时配电网的高精度实时运行优化需求，且在配网的规划设计阶段和运行管理中，均未考虑分布式电源的接入。随着分布式电源接入量的不断增加，更有电动汽车的快速普及，储能和可控负荷的持续增多，现有配电网架构已很难满足新能源消纳、灵活调控及用户对环境保护、供电可靠性、电能质量和优质服务的要求。

因此，随着电力电子技术的发展，未来配电系统将通过固态变压器形成多电压等级多电压形态的交直流混合配电架构。固态变压器位于多类型配电网络的中心节点处，将取代传统的配电变压器，需要满足多端口、高变比、多电压形态、故障隔离、高效电能传输等基本需求，并实现多向功率可控、提供多种即插即用接口等高级功能。

经检索，西班牙Oviedo大学的F.Briz等人在第13届International Conferenceon Industrial Informatics(INDIN)国际会议上发表的“MMC based SST”(2015)论文中，提出了一种基于模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)和隔离型双向DC-DC(Isolated Bidirectional DC-DC Converter,IBDC)的固态变压器(Solid StateTransformer,SST)拓扑结构，实现多种交直流配电网的互联，如图1所示。

现有的MMC-SST控制策略如图2所示。MMC侧采用中压直流电压/无功功率外环控制，以及有功无功电流内环控制，并输出桥臂参考电压；与此同时，采用MMC各桥臂内部子模块电容电压平衡控制环，该控制环将输出附加参考电压，并叠加到各桥臂参考电压上，从而调节桥臂内部各子模块的占空比，保证模块电容电压平衡。IBDC单元则采用低压直流电压控制策略，各单元通过控制环路所输出的同一个占空比实现低压侧电压调节。

MMC-SST中，其子模块由一个MMC子模块(Submodule,SM)和一个IBDC级联而成，现有的控制策略可实现子模块内部电容电压平衡，然而，当IBDC模块内部元件参数出现偏差时，该控制策略无法维持模块功率均衡，导致各模块低压直流侧输出电流不等，模块内部器件将会承担不同的电流应力，影响装置工作性能及运行效率。因此，MMC-SST亟需一种模块均衡控制策略，在维持子模块内部电容电压平衡的同时，实现桥臂内部各子模块的功率均衡。

目前没有发现同本发明类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资料。

发明内容

针对现有技术中存在的上述不足，本发明的目的是提出一种模块化多电平固态变压器(MMC-SST)及其子模块功率均衡控制方法置。

本发明是通过以下技术方案实现的。

根据本发明的第一个方面，提供了一种模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，包括：

在同一桥臂内的各SM模块，采用相同占空比的控制方式，以满足如下条件：

s1＝s2＝...＝sN

其中，s1,s2,...,sN分别为MMC的桥臂第1,2,…,N个子模块的占空比函数；

在MMC侧，采用中压直流和无功功率控制外环和有功和无功电流控制内环，去掉电容电压平衡控制环路；

在同一桥臂内的各SM模块，采用IBDC单元对电容电压进行控制，以满足如下条件：

U1＝U2＝...＝UN

其中，U1,U2,...,UN分别为MMC的桥臂第1,2,…,N个子模块的电容电压；

在IBDC侧，采用低压直流电压与模块电容电压相结合的平衡控制方式，其中，低压直流电压控制环输出相同的参考占空比至各IBDC单元，模块电容电压平衡控制环则输出附加占空比，叠加在参考占空比上，实现各IBDC单元的不同占空比输出，在实现低压直流母线电压稳定控制的同时，调节模块功率均衡；

选取其中一个IBDC单元作为调节模块，该调节模块的附加占空比采用其他N-1个IBDC单元所输出的附加占空比之和，以保证N个IBDC单元的占空比对应N个控制目标；其中，所述N个控制目标包括：1个低压直流输出电压控制目标以及N-1个模块电容电压平衡控制目标。

优选地，在MMC侧，采用中压直流-无功功率控制外环和有功/无功电流控制内环，去掉电容电压平衡控制环路的方法为：

在中压直流-无功功率控制外环：根据中压直流电压的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出有功电流参考值；根据中压交流侧无功功率参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出无功电流参考值；

在有功/无功电流控制内环：根据有功电流的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出交流电压参考值的d轴分量；根据无功电流的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出交流电压参考值的q轴分量。

优选地，在同一桥臂内的各SM模块，采用相同占空比的控制方式为：

有功/无功电流内环所输出的交流电压参考值的d、q轴分量，通过dq-abc坐标系变换模块，输出A、B、C三相交流电压参考值，0.5倍中压直流电压参考值减去A相交流电压参考值，得到A相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上A相交流电压参考值，得到A相下桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值减去B相交流电压参考值，得到B相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上B相交流电压参考值，得到B相下桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值减去C相交流电压参考值，得到C相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上C相交流电压参考值，得到C相下桥臂输出电压参考值；得到的6个桥臂电压参考值通过载波移相调制，形成6个占空比信号，并驱动6个桥臂的各SM模块的开关动作，从而实现同一桥臂的各SM模块的相同的占空比控制。

优选地，所述dq-abc坐标系变换模块，可将dq坐标系下的变量转化为abc三相坐标系下的变量，其变换方程为：

式中，xd,xq分别为d轴和q轴的输入变量，xa,xb,xc分别为A、B、C三相的输出变量，ω为系统角频率。

优选地，所述低压直流电压控制环，根据低压直流电压参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出各IBDC模块的参考占空比信号，实现各IBDC模块的功率输出和低压直流电压控制。

优选地，在同一桥臂内的各SM模块，采用IBDC单元对电容电压进行控制的方法为：

对于同一桥臂的N个SM模块，采集各SM模块的电容电压并取平均值，作为平均电容电压参考值；对于前N-1个模块，根据平均电容电压参考值和该模块实际电容电压的偏差，通过PI控制，输出附加占空比信号，叠加在参考占空比信号上，实现前N-1个IBDC模块的功率调节，从而控制相对应的前N-1个SM模块的电容电压；对于第N个模块，将之前N-1个模块附加占空比求和，作为该模块的附加占空比信号，叠加在参考占空比信号上；实现第N个IBDC模块的功率调节，从而控制相对应的第N个SM模块的电容电压。

优选地，模块化多电平固态变压器采用MMC子模块直流端和隔离型双向DC-DC变换器单元IBDC进行互联，以实现中低压配电网间的功率传递。

优选地，模块化多电平固态变压器采用MMC子模块直流端和隔离型双向DC-DC变换器单元IBDC进行互联，提供中压直流、中压交流、低压直流、低压交流四类端口。

根据本发明的第二个方面，提供了一种模块化多电平固态变压器，所述模块化多电平固态变压器采用上述任一项所述的方法实现模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制。

由于采用了以上技术方案，与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、本发明提供的模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法，可同时满足所有子模块的占空比相同和所有子模块的电容电压相同的条件，从而实现MMC-SST的模块功率均衡；

2、本发明提供的模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法，取消了现有控制中的MMC模块电容电压平衡控制环，简化了MMC的控制；

3、本发明提供的模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法，在IBDC内部器件参数不一致的情况下实现模块功率均衡的同时，不需要增加额外的传感器及成本，且该控制方法仅用于调节变压器内部各模块的功率均衡，不会影响MMC-SST各端口间的功率传输。

4、本发明提供的模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法，可解决由MMC-SST模块中IBDC由于内部元件参数偏差所导致的功率不均衡问题，从而均衡模块之间的电流应力，并提高MMC-SST的运行效率。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明所采用的MMC-SST基本拓扑架构图；

图2为现有的MMC-SST控制策略示意图；

图3为本发明所采用的MMC-SST的单桥臂拓扑结构示意图；

图4为本发明实施例中所提出的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法框图；

图5a为本发明实施例中采用现有控制方法下MMC-SST模块输出电流波形；

图5b为本发明实施例中采用模块均衡控制方法下MMC-SST模块输出电流波形；

图6a为本发明实施例中采用现有控制方法下MMC-SST的模块电容电压波形；

图6b为本发明实施例中采用模块均衡控制方法下MMC-SST的模块电容电压波形；

图7a为本发明实施例中采用现有控制方法下MMC-SST的中压直流母线电压波形；

图7b为本发明实施例中采用模块均衡控制方法下MMC-SST的中压直流母线电压波形；

图8a为本发明实施例中采用现有控制方法下MMC-SST的低压直流母线电压波形；

图8b为本发明实施例中采用模块均衡控制方法下MMC-SST的低压直流母线电压波形。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供了一种模块化多电平固态变压器(MMC-SST)中子模块功率均衡控制方法，其中，MMC-SST的拓扑架构如图1所示。该模块化多电平固态变压器拓扑采用MMC的子模块单元SM和IBDC单元互联以实现中低压配电网间的功率传递，并提供中压直流，中压交流，低压直流，低压交流四类端口。在本发明实施例所提供的模块均衡控制方法中，低压交流端口的运行不受影响，因此本发明实施例中以下的方法分析中不考虑该端口，以适用于多电压等级多形态交直流混合配电网互联。

本发明实施例所提供的MMC-SST的模块功率均衡原理为：

以A相上桥臂的各子模块为例，其模块拓扑架构如图3所示。图3中，upa和ipa分别为A相上桥臂电压和上桥臂电流；Uo和Io分别为低压直流母线电压和输出电流；upa,1,upa,2,...,upa,N分别为MMC的A相上桥臂第1,2,…,N个子模块输入电压；spa,1,spa,2,...,spa,N分别为MMC的A相上桥臂第1,2,…,N个子模块的占空比函数；Uc,1,Uc,2,...,Uc,N分别为MMC的A相上桥臂第1,2,…,N个子模块的电容电压；Io,1,Io,2,...,Io,N分别为第1,2,…,N个IBDC单元的输出电流。

MMC-SST的功率模块由1个SM和其级联的1个IBDC单元构成，其输入端通过SM串联形成A相上桥臂，其输出端通过IBDC并联形成低压直流母线。因此，同一桥臂的功率模块形成了串入并出(Input Series Output Parallel,ISOP)架构，各功率模块将具有相同的输入电流和输出电压。其中，各模块的输入侧平均有功功率为：

式(1)中，Pin,1,Pin,2,...,Pin,N分别为第1,2,…,N个模块的输入功率，T为桥臂电流和电压内部交流分量的周期。为简化分析，式(1)将各模块的输入电压表示为电容电压和占空比函数的乘积。

而各模块的输出侧功率为：

不考虑模块内部的功率损耗，则各模块的输入功率和输出功率相等，为实现模块功率均衡，需要满足式(3)的条件：

Po,1＝Po,2＝...＝Po,N或Pin,1＝Pin,2＝...＝Pin,N (3)

若要控制各模块输出功率均衡，实际上即控制各模块输出电流均衡，需要增设额外的电流传感器，因此该方案成本较高。本发明实施例将采用控制各模块输入功率均衡的方案。

根据式(1)可知，若要实现各模块输入功率均衡，需要同时满足以下两个条件：

spa,1＝spa,2＝...＝spa,N (4)

Uc,1＝Uc,2＝...＝Uc,N (5)

由式(4)和式(5)可知，图2所示的现有的MMC-SST控制策略中，其通过调节占空比，以实现模块电容电压的平衡，因此两个条件无法同时满足，即该控制方案是无法实现MMC-SST桥臂内部各模块功率均衡的。当模块内部电气元件参数不一致时，会导致模块输出电流不均等与功率器件电流应力的差异，影响变压器的运行效率。

因此，本发明实施例提出的MMC-SST中子模块功率均衡控制方法，是一种可实现MMC-SST模块功率均衡的控制策略，如图4所示。该模块均衡控制方法包括：

同一桥臂内的各SM模块采用相同占空比的控制策略，以满足式(4)的条件；

MMC侧采用中压直流-无功功率控制外环和有功/无功电流控制内环，但去掉MMC侧的电容电压平衡控制环路；

子模块电容电压由IBDC单元实现控制，以满足式(5)的条件；

IBDC侧采用低压直流电压+模块电容电压平衡控制策略，低压直流电压控制环给各IBDC单元输出相同的参考占空比，模块电容电压平衡控制环则输出附加占空比，叠加在参考占空比上，实现各IBDC单元的不同占空比输出，在实现低压直流母线电压稳定控制的同时，调节模块功率均衡；

选取其中一个IBDC单元的附加占空比采用其他N-1个IBDC单元所输出的附加占空比求和的方式，以保证N个控制自由度(即N个IBDC单元的占空比)对应N个控制目标(即1个低压直流输出电压控制目标，以及N-1个模块电容电压平衡控制目标)，控制框图采用第N个IBDC作为调节模块。

进一步地，

在MMC侧，采用中压直流电压-无功功率控制外环和有功/无功电流控制内环，去掉电容电压平衡控制环路，具体为：在中压直流电压-无功功率控制外环，根据中压直流电压的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出有功电流参考值；根据中压交流侧无功功率参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出无功电流参考值。在有功电流/无功电流控制内环，根据有功电流的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出交流电压参考值的d轴分量；根据无功电流的参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出交流电压参考值的q轴分量。

在同一桥臂内的各SM模块，采用相同占空比的控制方式，具体为：有功/无功电流内环所输出的交流电压参考值的d、q轴分量，通过dq-abc坐标系变换模块，输出A、B、C三相交流电压参考值，0.5倍中压直流电压参考值减去A相交流电压参考值，得到A相上桥臂输出电压参考值；0.5倍中压直流电压参考值加上A相交流电压参考值，得到A相下桥臂输出电压参考值；同理可得B、C两相上下桥臂的输出电压参考值；以上6个桥臂电压参考值通过载波移相调制，形成6个占空比信号，并驱动6个桥臂的各SM模块的开关动作，从而实现同一桥臂的各SM模块的相同的占空比控制。

所述低压直流电压控制环，具体为：根据低压直流电压参考值和实际值的偏差，通过PI控制，输出各IBDC模块的参考占空比信号，实现各IBDC模块的功率输出和低压直流电压控制。

在同一桥臂内的各SM模块，采用IBDC单元对电容电压进行控制的方法，具体为：对于同一桥臂的N个SM模块，采集各SM模块的电容电压并取平均值，作为平均电容电压参考值；对于前N-1个模块，根据平均电容电压参考值和该模块实际电容电压的偏差，通过PI控制，输出附加占空比信号，叠加在参考占空比信号上，实现前N-1个IBDC模块的功率调节，从而控制相对应的前N-1个SM模块的电容电压；对于第N个模块，将之前N-1个模块附加占空比求和，作为该模块的附加占空比信号，叠加在参考占空比信号上；实现第N个IBDC模块的功率调节，从而控制相对应的第N个SM模块的电容电压。

其他桥臂子模块的功率均衡控制方法与A相上桥臂各子模块的功率均衡控制方法相同，此处不再赘述。

下面将本发明实施例所提供的模块均衡控制方法与现有控制方法的仿真结果进行说明。

基于图1所示的MMC-SST，采用MATLAB/Simulink软件针对该控制策略进行仿真验证，其中，IBDC采用隔离型双有源桥变换器(Dual Active Bridge，DAB)。在中压交流端口接入中压交流电源，其余端口接负载，仿真参数如下表所示。

为体现模块内部电气元件参数不均衡对模块功率均衡的影响，设置MMC-SST的A相上桥臂第一个功率模块中DAB高频变压器的漏感为30μH，其余高频变压器漏感设置为50μH，分别采用现有的MMC-SST控制和本发明所提出的模块功率均衡控制策略，仿真结果如图5～图8所示。

如图5a所示，为采用现有控制方法下MMC-SST的A相上桥臂前两个模块的低压侧输出电流波形，可见在不同的DAB内部高频变压器漏抗参数下，两个模块的输出电流分别为3.9A和2.4A，模块间无法实现功率均衡；

如图5a所示，为采用本发明所提出的模块均衡控制方法下MMC-SST的A相上桥臂前两个模块的低压侧输出电流波形，可见在不同的DAB内部高频变压器漏抗参数下，两个模块的输出电流均为2.5A，模块间实现了功率均衡；

如图6a所示，为采用现有控制方法下MMC-SST的A相上桥臂前两个模块的电容电压波形，可见在不同的DAB内部高频变压器漏抗参数下，两个模块电容电压存在偏差；

如图6b所示，为采用本发明所提出的模块均衡控制方法下MMC-SST的A相上桥臂前两个模块的电容电压波形，可见在不同的DAB内部高频变压器漏抗参数下，两个模块电容电压一致，考虑到MMC侧采用共占空比控制，因此满足式(4)和式(5)的条件，该仿真结果验证了两个模块输入功率的均衡性；

如图7a所示，为采用现有控制方法下MMC-SST的中压直流母线电压波形，可见模块间的功率不均衡不影响外端口的电压稳定和功率传输；

如图7b所示，为采用本发明所提出的模块均衡控制方法下MMC-SST的中压直流母线电压波形，可见所提出的模块均衡控制策略不影响外端口的电压稳定和功率传输；

如图8a所示，为采用现有控制方法下MMC-SST的低压直流母线电压波形，可见模块间的功率不均衡不影响外端口的电压稳定和功率传输；

如图8b所示，为采用本发明所提出的模块均衡控制方法下MMC-SST的低压直流母线电压波形，可见所提出的模块均衡控制策略不影响外端口的电压稳定和功率传输。

基于本发明实施例所提供的模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，本发明实施例同时提供了一种模块化多电平固态变压器，所述模块化多电平固态变压器采用上述任一项所述的方法实现模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制。

本发明上述实施例所提供一种模块化多电平固态变压器中子模块功率均衡控制方法，其中：模块化多电平固态变压器的架构为MMC子模块直流端和隔离型双向DC-DC变换器单元(IBDC)进行互联，并实现具备中压交流，中压直流，低压交流，低压直流的多端口变换器结构。在该MMC-SST中，本发明实施例所提供的模块功率均衡控制方法，取消MMC子模块电容电压平衡控制环，提出MMC同桥臂子模块采用共占空比控制，后级IBDC采用子模块电容电压均衡控制和低压直流母线电压控制的策略，以实现MMC-SST的模块功率均衡。基于上述方法，本发明上述实施例同时提供了一种模块化多电平固态变压器。本发明上述实施例所提供的方法以及模块化多电平固态变压器，相比于现有的MMC-SST控制策略，本发明实施例所提供的模块功率均衡控制方法，可解决由MMC-SST模块中IBDC由于内部元件参数偏差所导致的功率不均衡问题，从而均衡模块之间的电流应力，并提高MMC-SST的运行效率。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法专利购买费用说明

Q：办理专利转让的流程及所需资料

A：专利权人变更需要办理著录项目变更手续，有代理机构的，变更手续应当由代理机构办理。

1：专利变更应当使用专利局统一制作的“著录项目变更申报书”提出。

2：按规定缴纳著录项目变更手续费。

3：同时提交相关证明文件原件。

4：专利权转移的，变更后的专利权人委托新专利代理机构的，应当提交变更后的全体专利申请人签字或者盖章的委托书。

Q:专利著录项目变更费用如何缴交

A：（1）直接到国家知识产权局受理大厅收费窗口缴纳,（2）通过代办处缴纳，（3）通过邮局或者银行汇款,更多缴纳方式

Q：专利转让变更，多久能出结果

A：著录项目变更请求书递交后，一般1-2个月左右就会收到通知，国家知识产权局会下达《转让手续合格通知书》。